Підсилювачі потужності призначені для передачі великих потужностей сигналу без спотворень в низькоомне навантаження. Зазвичай є вихідними каскадами багатокаскадних підсилювачів. Основним завданням РОЗУМ є виділення в навантаженні можливо більшої потужності сигналу, посилення напруги в ньому є другорядним фактором.

Основними завданнями при проектуванні РОЗУМ є:

◆ забезпечення режиму узгодження вихідного опору РОЗУМ з навантаженням з метою передачі в навантаження максимальної потужності;

◆ досягнення мінімальних нелінійних спотворень сигналу;

◆ отримання максимального ККД.

РОЗУМ класифікуються за:

◆ способу посилення - на однотактні та двотактні;

◆ способу узгодження - на трансформаторні та безтрансформаторні;

◆ класу посилення – на класи A, B, AB, C, D.

Як методи проектування можуть застосовуватися:

◆ графоаналітичні (побудова ДХ тощо);

◆ за усередненими параметрами.

4.2. Класи посилення

Для всіх розглянутих раніше підсилювальних каскадів передбачалося. Що вони працюють у режимі класу А. Вибір робочої точки спокою, наприклад для БТ, (див. рис. 2.10) здійснюється таким чином, щоб вхідний сигнал повністю поміщався на лінійній ділянці вхідний ВАХ транзистора, а значення I б 0 розташовувалося на середині цієї лінійної ділянки. На вихідний ВАХ транзистора в режимі класу А робоча точка ( I до 0, U до 0) розташовується на середині навантажувальної прямої так, щоб амплітудні значення сигналів не виходили за межі навантажувальної прямої, де зміни струму колектора прямо пропорційні змінам струму бази. Оскільки режим А характерний роботою транзисторів на майже лінійних ділянках своїх ВАХ, то РОЗУМ у цьому режимі матиме мінімальні НІ (зазвичай) K Г≤1%).

Працюючи у режимі класу А транзистор постійно перебуває у відкритому стані, отже, кут відсічки (половина часу у період, протягом якого транзистор відкритий) φ зуст= 180 °. Споживання потужності джерела живлення відбувається будь-якої миті, тому каскади, які у режимі класу А, характеризуються невисоким ККД (в ідеалі - 50%, реально - (35...45)%). Режим посилення класу А в РОЗУМ застосовується в тих випадках, коли необхідні мінімальні НІ, а потужність та ККД не мають вирішального значення.

Більш потужні варіанти вихідних каскадів працюють у режимі класу В, що характеризується φ зуст= 90 ° (рисунок 4.1).

Малюнок 4.1. Режим клас B

У режимі спокою транзистор закритий і споживає потужності від джерела живлення, а відкривається лише протягом половини періоду вхідного сигналу. Відносно невелика споживана потужність дозволяє отримати в РОЗУМ класу B значення ККД до 70%. Режим класу В зазвичай застосовується в двотактних РОЗУМ. Основний недолік РОЗУМ класу B - великий рівень НІ ( K Г≤10%).

Режим класу АВ займає проміжне значення між режимами класу А і В і застосовується у двотактних РОЗУМ. У режимі спокою через транзистор протікає невеликий струм спокою I до 0 (рисунок 4.2), що виводить основну частину робочої напівхвилі вхідного гармонійного сигналу на ділянку ВАХ із відносно малою нелінійністю.

Малюнок 4.2. Режим класу AB

Кут відсічення в режимі класу АВ досягає (120 ... 130) °, ККД та НІ - середні між значеннями для режимів класів А і В.

У режимі класу C транзистор замкнений зсувом U см(Рисунок 4.3), φ зуст=90°, тому РОЗУМ класу З економічніші, ніж РОЗУМ класу У.

Малюнок 4.3. Режим клас C

Однак у режимі класу З великі НІ, тому клас З застосовується, переважно, в генераторах і резонансних підсилювачах, де вищі гармонійні складові відфільтровуються резонансним контуром в ланцюзі навантаження.

У потужних підсилювачах - перетворювачах знаходить застосування режим класу D або ключовий режим підсилювальних елементів. Даний режим, у поєднанні з широтно-імпульсною модуляцією, дозволяє потужні економічні РОЗУМ, в т.ч. та для систем звукової трансляції.

Таким чином, активний елемент в РОЗУМ може працювати як без відсікання струму (клас А), так і з відсіченням (класи АВ, В, С, D). Клас посилення визначається положенням робочої точки в режимі спокою.

4.3. Однотактні РОЗУМ

В якості однотактних безтрансформаторних РОЗУМ можуть бути застосовані вже розглянуті каскади з ОЕ (ОІ) та ОК (ОС), виконані на потужних БТ або ПТ, причому емітерний (і стоковий) повторювач ефективний при низькоомному (порядку одиниць Ом) навантаженні. Основний недолік таких каскадів - у режимі погодження з навантаженням ККД 25%.

Однотактні трансформаторні РОЗУМ мають ККД≤50% за рахунок оптимального узгодження з навантаженням за допомогою трансформатора (рисунок 4.4).

Малюнок 4.4. Однотактний трансформаторний РОЗУМ

Опір навантаження по змінному струму дорівнює:

R н ≈ ≈ R н· n²,

де n - коефіцієнт трансформації, n=U 1 /U 2 .

Даний каскад знаходить обмежене застосування в сучасній схемотехніці РОЗУМ через ряд істотних недоліків:

◆ малого ККД;

◆ великих частотних спотворень за рахунок трансформатора;

◆ великих НІ за рахунок струму підмагнічування трансформатора;

◆ неможливості реалізації у вигляді ІМС.

Трансформаторні РОЗУМ докладно описані в класичних підручниках з УУ, наприклад, в.

4.4. Двотактні РОЗУМ

Двотактні РОЗ зважаючи на можливість використання режимів АВ, В, С і D характеризуються кращими енергетичними показниками. На малюнку 4.5 наведено схему двотактного РОЗУМ з трансформаторним зв'язком .

Малюнок 4.5. Двотактний трансформаторний РОЗУМ

При роботі даного РОЗУМУ в режимі класу В, ланцюг резистора R б2 відсутній. Трансформатор Tp 1 здійснює узгодження входу РОЗУМ з джерелом сигналу, трансформатор Tp 2 узгодить вихідний опір РОЗУМ з опором навантаження. Трансформатор Tp 1 виконує ще й функції фазоінвертора (див. малюнку 4.5 фазування його обмоток).

Посилення сигналу в розглянутому РОЗУМ відбувається в два такти роботи пристрою. Перший такт супроводжується посиленням позитивної напівхвилі гармонійного сигналу за допомогою транзистора VT 2 , другий - посиленням негативної напівхвилі гармонійного сигналу за допомогою VT 1 .

Графічний та енергетичний розрахунок двотактного трансформаторного РОЗУМ двотактного досить повно представлені в класичних підручниках з підсилювальних пристроїв, наприклад, . Енергетичний розрахунок показує, що ККД такого РОЗУМ реально досягає близько 70%, що приблизно в 1,5 рази більше ніж у однотактних РОЗУМ.

При виборі типу для РОЗУМ слід враховувати ту обставину, що на колекторі закритого транзистора діє напруга, що дорівнює приблизно 2 E до, що пояснюється підсумовуванням E дота напруги на секції первинної обмотки Tp 2 .

Внаслідок того, що кожен транзистор пропускає струм тільки для однієї напівхвилі гармонійного сигналу, режим класу характеризується кращим використанням транзистора по струму.

Як зазначалося вище, відсутність струму спокою в РОЗУМ класу У призводить до появи значних НІ. Внаслідок нелінійності вхідних ВАХ, вихідний сигнал у двотактному РОЗУМ класу має перехідні спотворення типу "сходинки" (рисунок 4.6).

Малюнок 4.6. Спотворення сигналу в двотактному трансформаторному РОЗУМ

Зменшення НІ можливе шляхом переходу до режиму класу АВ (див. малюнки 4.2 та 4.6). Т.к. струми спокою в режимі класу АВ малі, то вони практично не впливають на енергетичні показники РОЗУМ.

Оскільки трансформатор є дуже "незручним" елементом при виконанні РОЗУМ у вигляді ІМС і вносить суттєві спотворення у вихідний сигнал підсилювача, РОЗУМ з трансформаторами знаходять обмежене застосування в сучасній схемотехніці УУ.

У сучасній електроніці найширше застосовуються безтрансформаторні двотактні РОЗУМ . Такі РОЗУМ мають добрі масогабаритні показники і просто реалізуються у вигляді ІМС.

Можлива побудова двотактних безтрансформаторних РОЗУМ за структурною схемою, показаною на малюнку 4.7.

Малюнок 4.7. Структурна схема РОЗУМ з використанням ФІ

Тут ФІ - фазоінверсний каскад попереднього посилення (драйвер), РОЗУМ - двотактний каскад посилення потужності.

Як драйвер може використовуватися каскад із розділеною навантаженням (Рисунок 4.8).

Малюнок 4.8. Каскад із розділеним навантаженням

Можна показати, що за , .

Незважаючи на такі переваги, як простота і малі частотні та нелінійні спотворення, каскад з розділеним навантаженням знаходить обмежене застосування через малу K 0 та різних R вихщо призводить до несиметричності АЧХ виходів у областях ВЧ та НЧ.

Набагато частіше застосовуються ФІ на основі диференціального каскаду (ДК) (рисунок 4.9).

Малюнок 4.9. Фазоінверсний каскад на основі ДК

ДК будуть розглянуті далі, поки що зазначимо, що через R епротікатиме подвійний струм спокою транзисторів VT1 і VT2 і, отже, номінал резистора R еу схемі фазоінверсного каскаду зменшується вдвічі проти розрахунком каскаду з ОЭ.

При розгляді, наприклад, лівої половини фазоінверсного каскаду видно, що в ланцюзі емітера транзистора VT1 (включеного з ОЕ) присутній R еі паралельно йому вхідний опір транзистора VT2 (включеного з ПРО), R вхОБ≈1/S 0 .

Зазвичай беруть R е>>R вхОБ(або замінюють R ееквівалентом високоомного опору у вигляді джерела стабільного струму, яке буде розглянуто надалі разом з ДК), тому можна підставити замість R осу вираз для глибини ПООСТ (див. підрозділ 3.2) R вхОБ:

A = 1+ S 0 · R вхОБ ≈ 1 + S 0 /S 0 = 2

Отже, вважатимуться, що у фазоинверсном каскаді присутній ПООСТ з глибиною, що дорівнює двом. Зважаючи на те, що щодо емітера VT2 транзистор VT1 включений за схемою з ОК, неважко показати, що при ідентичності параметрів транзисторів K 01 ≈K 02 ≈K 0/2, тобто. коефіцієнти передачі напруги плеч фазоинверсного каскаду з урахуванням ДК рівні половині коефіцієнта передачі каскаду з ОЭ.

Досить широко застосовується ФІ на компліментарних транзисторах, варіант схеми якого представлено малюнку 4.10.

Малюнок 4.10. ФІ на компліментарних БТ

Використання компліментарної пари транзисторів VT1 і VT2, що мають різну провідність, але однакові параметри (наприклад, КТ315-КТ361, КТ502-КТ503, КТ814-КТ815 та ін) дозволяє інвертувати фазу вхідного сигналу на 180° на першому виході.

Крім розглянутих вище каскадів, як фазоінверсні також застосовуються каскади з ОЕ, включені згідно з структурною схемою, показаною на малюнку 4.11. Зазначимо, що ФІ, побудований за такою схемою, має розбаланс АЧХ та ФЧХ виходів.

Малюнок 4.11. ФІ на основі каскадів з ОЕ

Як вихідний каскад РОЗУМ, що підключається до виходів ФІ, може використовуватися каскад, один з різновидів якого наведено на малюнку 4.12.

Малюнок 4.12. Вихідний каскад РОЗУМ з ФІ

У цьому каскаді можливе використання режимів класів, АВ, З. До переваг каскаду слід віднести можливість використання потужних транзисторів одного типу провідності. При використанні двополярного джерела живлення можливе безпосереднє підключення навантаження, що дозволяє обійтися без роздільного конденсатора на виході, який зазвичай має велику ємність та габарити і, отже, важко реалізувати в мікровиконанні.

Загалом, в РОЗУМ, виконаних за структурною схемою, представленою на малюнку 4.7, не досягнемо високого ККД внаслідок необхідності застосування у ФІ режиму класу А.

Набагато кращими параметрами мають двотактні безтрансформаторні РОЗУМ, виконані на компліментарних транзисторах. Такі РОЗУМ прийнято називати бустерами . Розрізняють бустери напруги та струму. Оскільки посилення напруги зазвичай здійснюється попередніми каскадами багатокаскадного підсилювача, а навантаження РОЗУМ, як правило, низькоомне, то найбільшого поширення набули вихідні каскади у вигляді бустера струму.

На малюнку 4.13 наведено схему найпростішого варіанту бустера струму класу В на компліментарних транзисторах та двополярним живленням.

Малюнок 4.13. Токовий бустер класу В

При подачі на вхід бустера позитивної напівхвилі гармонійного вхідного сигналу відкривається транзистор VT1 і через навантаження потече струм. При подачі на вхід бустера негативної напівхвилі вхідного гармонійного сигналу відкривається транзистор VT2 і через потіче навантаження струм в протилежному напрямку. Таким чином, на Rнбуде формуватися вихідний сигнал.

Включення транзисторів з ОК дозволяє отримати мінімальний вихідний опір, що необхідно для узгодження з низькоомним навантаженням для передачі максимальної вихідної потужності. Великий вхідний опір дозволяє добре узгодити каскад із попереднім підсилювачем напруги. За рахунок 100% ПООСН K 0 ≈1.

Завдяки використанню двополярного джерела живлення можливий гальванічний зв'язок каскаду з навантаженням, що уможливлює застосування струмових бустерів у підсилювачах постійного струму. Крім того, ця обставина є дуже сприятливою при реалізації бустера у вигляді ІМС.

Істотним недоліком бустера, що розглядається, є великі НІ ( K Г>10%), як і обмежує його практичне використання. Вільним від цього недоліку є струмовий бустер класу АВ, схема якого наведена малюнку 4.14.

Малюнок 4.14. Струмовий бустер класу АВ

Початкові струми спокою баз транзисторів задаються за допомогою резисторів R б1 і R б2 , а також діодів VD 1 і VD 2 . При інтегральному виконанні як діоди використовуються транзистори в діодному включенні. Нагадаємо, що падіння напруги на прямозміщеному діоді Δφ≈0,7, а в кремнієвих ІМС за допомогою діодів здійснюється параметрична термостабілізація (див. підрозділ 2.6). Опір R согл вводиться для кращого узгодження з попереднім каскадом підсилювача.

При позитивній напівхвилі вхідного гармонійного сигналу діод VD 1 підзапирається і на базі VT 1 "відстежуватиметься вхідний потенціал, що призведе до його відмикання та формування на опорі навантаження позитивної напівхвилі вихідного гармонійного сигналу. При негативній напівхвилі вхідного гармонійного сигналу працює VD 2 і VT 2 і навантаженні формується негативна напівхвиля вихідного гармонійного сигналу.

Для збільшення вихідної потужності можуть бути використані бустери на складових транзисторах, включених за схемою Дарлінгтона (рисунок 4.15), у якої коефіцієнт передачі струму дорівнює добутку коефіцієнтів передачі струму бази транзисторів VT 1 і VT 2 причому можлива однокристальна реалізація даної структури, наприклад, складової транзи КТ829.

Малюнок 4.15. Схема Дарлінгтона

З польових транзисторів в РОЗУМ більш придатні МОП-транзистори з індукованими каналами n- і p-типу, що мають такий же характер зсуву в ланцюгу затвор-витік, як і в біполярних, але мають більш лінійну вхідну ВАХ, що призводить до меншого рівня ВАХ. Схема РОЗУМ на ПТ зазначеного типу наведена малюнку 4.16.

Малюнок 4.16. РОЗУМ на ПТ

У даному каскаді введена позитивна ОС харчування шляхом включення резистора R св послідовно з R с. В точку aвихідна напруга подається через конденсатор і служить "вольтодобавкою", що збільшує напругу живлення передконечного каскаду в той напівперіод, який струм транзистора VT 1 зменшується. Це дозволяє зняти з нього достатню амплітуду напруги, необхідну для управління кінцевим повторюваним джерелом, підвищує вихідну потужність і ККД підсилювача. Аналогічна схема "вольтодобавки" застосовується і в РОЗУМ на БТ.

Широке застосування знаходять РОЗУМ, у яких як попередні каскади застосовані операційні підсилювачі. На рисунках 4.17а б наведені відповідні схеми РОЗУМ режимів класу В і АВ.

Малюнок 4.17. РОЗУМ на основі операційних підсилювачів

Дані приклади ілюструють ще один напрямок у розробці РОЗУМ - застосування загальної ООС, що служить, зокрема, для зниження рівня НІ.

Більш докладний опис схем РОЗУМ міститься в .

Розповісти у:

ПРАВДА і "КАЗКИ" ПРО ВИСОКОЯКІСНЕ ЗВУКОВОВІДТВОРЕННЯ

І. СУХОВ, м. Київ, Україна

Давні розробки Н. Є. Сухова (системи динамічного підмагнічування, УМЗЧ високої вірності та ін) досі не забуті любителями високоякісного запису звуку. Це відображають і листи до редакції журналу "Радіо", і посилання на статті в інших виданнях, та й, наскільки нам відомо, особиста пошта автора.

У запропонованій статті Н. Є. Сухов відповідає на запитання наших читачів та низку критичних зауважень на його адресу. Вважаємо, ця публікація для багатьох представлятиме інтерес, тим більше, що вона містить рекомендації щодо доопрацювання підсилювачів потужності та аналіз деяких аспектів сучасного звукозапису.

Москвич Микола Клименко, один із читачів "Радіо", з великим сумнівом сприйняв міркування та голослівну критику експертів журналу "АУДІО МАГАЗИН" (далі "AM") з приводу РОЗУМ 34 високої вірності (далі РОЗУМ 34 В), описаного в . Зокрема, він попросив прокоментувати деякі міркування (у рубриці "Пошта" - "AM", 1996 №4, с. 3, 4).

Ознайомившись із замітками в "AM", можу зазначити, що експерти В. Зуєв та С. Куніловський, на мій погляд, у схемотехніці розбираються, м'яко кажучи, не дуже добре. Так, наприклад, В. Зуєв, оцінюючи схемотехніку РОЗУМ 34 В, намагався довести, що (цитую) "мікросхема на вході підсилювача... напевно вкраде віртуальну глибину стереопанорами, настільки необхідну для створення ефекту присутності" (мається на увазі швидкодіючий ОД К57 із вхідним каскадом на польових транзисторах). Доречно запитати, чому саме цей ОУ "украде глибину", а десяток ОУ, через які звуковий сигнал проходить до УМЗЧ у магнітофоні, CD-плеєрі або будь-якому іншому джерелі сигналу (навіть у "лампових" CD-плеєрах ЦАП виконано, як має бути відомо та експерту, на твердотільній ІМС, усередині якої кілька ОУ), поводитимуться "порядно" і нічого "не вкрадуть"?

Далі експерт "AM" намагається переконати нас у "практично неможливому отриманні хорошого звучання в аматорських умовах", оскільки "для хорошого відтворення звуку потрібні виготовлені за спеціальною технологією дорогі "хай-файні" провідники, перемикачі, складні способи їх з'єднання (безкиснева пайка, спецприпої) )". Він виправдовує "смішну" ціну підсилювачів фірм Audio Note ($120400) потужністю 17 Вт і Кедоп ($247000) потужністю 45 Вт, а також, очевидно, кабелів з некристалічною структурою провідників вартістю в кілька сотень доларів.

З курсу фізики відомо, що будь-який контакт металу з металом (за наявності хоча б найтоншої оксидної плівки) можна розглядати як нелінійний елемент електричного кола. І це нелінійність здатна погіршити звучання систем високої вірності. Але мені, наприклад, важко повірити, що В. Зуєв чув реальну роботу УМЗЧ В В і тим більше знайомий з його схемою, оскільки саме питанням усунення нелінійності з'єднувальних проводів, контактів роз'ємів і реле при розробці цього підсилювача була приділена особлива увага. Зокрема, до підсилювача введено спеціальний каскад, що компенсує не тільки нелінійність, але також активну та реактивну складові розподіленого опору з'єднувальних проводів, а ланцюг загальної ООС виконано так, що компенсує нелінійність "холодних" контактів реле комутації виходу УМЗЧ та роз'ємів. Іншими словами, ті негативні фактори, про які згадує В. Зуєв і які здатні погіршити звучання, в УМЗЧ У усунуті найбільш ефективним способом - схемотехнічно.

Не можу погодитися і з твердженням, що "аматорство з звукотехнікою не може зараз конкурувати з фірмовою апаратурою... за якістю звуку". Якщо йдеться про дизайн та виконання корпусу - так, тут аматору важко тягатися з промисловістю. Але якщо говорити про якість звуку, то сьогодні навіть радіоаматору із середньою підготовкою цілком під силу зібрати УМЗЧ цінової категорії $300-500, витративши при цьому лише $40...50. Але для цього треба бути радіоаматором і не дотримуватися поради В. Зуєва "краще купити готовий апарат".

Дещо претензійний, думається, і відгук експерта "AM" про те, що "п. Сухов з великим запізненням звернув увагу на схемну екзотику деяких зарубіжних фірм, які не відрізняються якістю звучання своїх виробів (маються на увазі Kenwood і Akai. - Прим. автора ) і... запізнився приблизно на 10 років". Але чому ж тоді "AM" обговорює конструкцію семирічної давності як найпопулярнішу і досі не перевершену за параметрами? Для світу електронної техніки це величезний термін.

Завершуючи викладення моєї думки про нотатки в "AM", хочу зазначити, що самі по собі такі журнали, звичайно, корисні. Але багато тверджень окремих авторів статей можуть здатися безперечними лише тим читачам, які, вибачте, неспроможна відрізнити транзистор від резистора. На людей же, які знаються на схемотехніці аудіоапаратури, деякі статті в "AM" справляють жалюгідне враження. Переконаний, що вчити когось можна у тому випадку, коли сам досконало, у найдрібніших подробицях, знаєш те, про що пишеш.

У своєму листі до "Радіо" М. Клименко цікавився також "філософією", якої я дотримувався при розробці УМЗЧ ВВ, та проведенням експертних прослуховувань. Так ось, цей підсилювач розроблявся як кінцева ланка стенду для суб'єктивної експертизи звучання CD-плеєрів за завданням однієї з випробувальних лабораторій. Стояло завдання виконати конструкцію на вітчизняній елементній базі та забезпечити вихідну потужність 100 Вт на навантаженні 8 Ом (студійні монітори фірми JBL) при рівні спотворень та шумів на 10...20 дБ нижче, ніж у CD-плеєрів. Повторивши на вітчизняних елементах до десятка варіантів УМЗЧ провідних західних фірм, переконався, що на комплементарних транзисторах серій КТ818, КТ819 з низькою граничною частотою не вдасться одержати допустимого (по ТЗ - не більш ніж 0,001%) рівня вищу частоту звукового діапазону. Фазовий зсув, створюваний цими транзисторами вже на звукових частотах (тобто на один-два порядки нижче, ніж у зарубіжних), змушував вводити для забезпечення стійкості глибшу частотно-фазову корекцію, що, своєю чергою, обмежувало глибину ООС на вищих. частотах та погіршувала лінійність.

Проблему вдалося вирішити повністю відмовившись від включення транзисторів за схемою з ОЕ. Була введена корекція по випередженню, що компенсує полюс, що формується транзисторами вихідного каскаду, на АЧХ підсилювача з розімкнутою ООС. В результаті вимоги замовника з лінійності були виконані з великим запасом у всьому звуковому діапазоні, і підсилювач був прийнятий в експлуатацію.

Але потім виявилося (я брав участь як "слухач" у більшості суб'єктивних випробувань), що компакт-диск, що програється, звучить через монітори (студійну АС), що з'єднуються з УМЗЧ різними кабелями, по-різному! Тоді, ретельно дослідивши феномен, ми зрозуміли, що тисячні частки відсотка спотворень, які давав УМЗЧ, ніщо порівняно з спотвореннями, створюваними сполучними кабелями з роз'ємами. Заміна роз'ємів на позолочені, а звичайні з'єднувальні дроти - на спеціальні з "некристалічною" структурою ($250 за кручена пара довжиною 4 м), лише частково вирішила проблему - спотворення зменшилися в кілька разів, але не зникли. Тоді, після низки експериментів зі студійними підсилювачами Kenwood із системою "Sigma Drive", спробував ввести в УМ34 каскади компенсації повного імпедансу проводів та нелінійності "холодних" контактів. Результат перевершив усі очікування – спотворення зникли, причому незалежно від якості (і ціни!) сполучних проводів та роз'ємів. Так народилася конструкція, описана у "Радіо" № 6, 7 за 1989 р.

До речі, наполегливо рекомендую всім любителям високоякісного звуку встановити згадану схему компенсації у свої УМЗЧ. Це зробити нескладно: потрібно лише три прецизійних (або точно підібраних) резистора і один ОУ. Його тип особливого значення не має, це може бути і К140УД6, і К157УД2.

На рис. 1 показані функціональні схеми типових УМ34: рис. 1 а-з вхідним каскадом на дискретних елементах, рис. 1 б - з вхідним каскадом на ОУ, інші каскади "сховані" в блок А2. Вхід ланцюга компенсації з'єднують із загальним висновком прямо на клемі гучномовця, а вихід через резистор Р|дош опір якого має дорівнювати опору резистора R2 в ланцюгу загальної ООС УМЗЧ, - з входом, що інвертує, вхідного каскаду. Резистори в компенсаторі слід використовувати прецизійні (з похибкою трохи більше 1 %).

Принцип роботи такого компенсатора - вимірювання падіння напруги на одному з сполучних проводів, подвоєння його та "добавка" до звичайного сигналу на виході УМЗЧ, що еквівалентно усунення проводів між підсилювачем та гучномовцями. Таке схемне рішення не потребує налагодження при заміні з'єднувальних кабелів або акустичних систем. Спробуйте, і ви переконаєтеся, що ефект перевершить усі ваші очікування (звичайно, якщо ваш підсилювач, джерело сигналу та особливо акустичні системи досить високої якості).

Відповідаючи на питання про суб'єктивне порівняння звучання УМЗЧ В, хочу зазначити, що я визнаю тільки "анонімні" тести, що проводяться за системою так званої А-В-Х експертизи, в ході якої пристрої А і В, що порівнюються, невидимі експертам і перемикаються випадковим чином ( скажімо, "А", потім "В", а наступні перемикання "X" не оголошуються).

Так ось, в ході А-В-Х експертизи порівняння УМЗЧ В В був кращим або не гіршим за наявні в розпорядженні випробувальній лабораторії Kenwood КА-500, Quad 405, Yarn aha A-1 вартісної категорії $400 - 1000 і набагато краще "Брига", "Одіссея-010" або лампового "Прибою". До речі, саме А-В-Х експертиза дозволила на власні очі переконатися, як багато знавців High End втрачали здатність відрізнити компоненти класів Hi-Fin High End, як тільки об'єкт їхнього безмежного, але "сліпого" кохання зникав за чорну перегородку.

Я, звичайно, не володію ідеальним музичним слухом, але, на мій погляд, багато з того, що "крутиться" зараз навколо слова "High End", схоже на релігійний диспут ("вірю - не вірю"), а ажіотаж нагнітається штучно єдиною метою – стимулювати збут.

У зв'язку з цим згадується випадок із випуском свого часу фірмою Nakamichi "спецваріанту" популярного магнітофона "Nakamichi 1000ZXL", в якому всі деталі, аж до радіаторів блоку живлення, були позолочені! Чи додало це якості звуку – читачі здогадаються самі, а ось ціна зросла приблизно втричі порівняно із стандартною моделлю.

Підсилювачі лампові. Вони, справді, здебільшого звучать приємніше, ніж транзисторні. Але "приємніше" не означає точніше. Вихідний трансформатор -пристрій з набагато більшою (через петлі гістерезису та кінцевої індукції насичення магнітопроводу) нелінійністю, частотними та фазовими спотвореннями, ніж транзистор у лінійному режимі. "Чисті ламповики", які розуміють проблему, створили безтрансформаторні УМЗЧ на 6СЗЗС, але це - виняток з правила. Саме через великі фазові спотворення ламповий УМЗЧ важко охопити глибокої ООС, що і проявляється в кінцевому підсумку у відносно великому вихідному опорі (одиниці ома, у транзисторних - зазвичай соті частки ома), а також порівняно плавному обмеженні при перевантаженні (на рис. 2). криві 1 і 2 зображують типові амплітудні характеристики лампового і транзисторного підсилювачів).

Спробуйте штучно збільшити вихідний опір будь-якого "середнього" транзисторного УМЗЧ до 2...4 Ом (для цього досить послідовно з акустичною системою включити 10-20-ватний резистор з таким опором) і не перевищуйте чверті його номінальної потужності, щоб короткочасні піки сигналу обрізалися. Ви переконаєтеся, що звук у 95% випадків набуде "лампової м'якості". Причина полягає в тому, що багато (але не всі!) гучномовці забезпечують мінімум інтермодуляційних спотворень (за звуковим тиском) не при близькому до нуля вихідному опорі УМЗЧ, а при його величині не менше 3...5 Ом*. Однак такий опір порушує лінійність АЧХ та ФЧХ пасивних розділових фільтрів акустичних систем, які зазвичай проектуються для нульового значення вихідного опору УМЗЧ.

Але ж це проблеми не підсилювачів, а акустичних систем! Саме акустики повинні подбати при розробці систем не тільки про лінійність АЧХ і ФЧХ по звуковому тиску на синусоїдальному сигналі, але і про мінімізацію акустичних інтермодуляційних спотворень при REtK = 0 або, що гірше, нормувати REbK, скажімо, величиною 3 Ома і розраховувати роздільні такий опір джерела.

Ще одна поширена помилка аудіофілів: нібито компакт-диски (КД) забезпечують більший динамічний діапазон, ніж аналогова компакт-касета (КК). При цьому як основний аргумент наводиться формула для розрахунку шумів квантування: Nкв=6N+1,8 [дБ], де N - розрядність квантування за рівнем.

Для КД прийнято N=16, отже, теоретичний рівень шумів квантування

Nкв кд = 6X16 +1,8 = 97,8 дБ. З чиєїсь легкої руки це значення і приймають за динамічний діап азон КД. Враховуючи, що у кращих КК відношення сигнал/шум становить (без систем шумопониження) близько 55 дБ, роблять висновок про виграш КД більш ніж 40 дБ.

Але не можна забувати, що принципи аналогової КК та цифрового КД докорінно відрізняються, тому застосовувати для оцінки динамічного діапазону КД методи вимірювання КК некоректно. У КК динамічний діапазон знизу дійсно визначається рівнем шумів, але це не означає, що так само і в КД! Поглянувши на рис. 3, на якому зображені типові залежності коефіцієнта нелінійних спотворень Кни КК і КД у функції рівня сигналу, можна легко помітити, що в аналоговому записі зі зменшенням рівня Кни монотонно зменшується, у той час як у цифрового запису зростає, прагнучи до 40% (оскільки збільшується відносний розмір сходинки квантування).

Якщо в аналогового запису в спектрі спотворень переважають не дуже ріжучі слух третя і п'ята гармоніки, то у цифрової справа набагато гірше - безліч комбінаційних с залишків не утворюють звичного для слуху гармонійного ряду, і їх дія стає помітно вже при рівнях близько 1%. Легко переконатися, що з рівнях сигналу порядку -50 дБ і від спотворення сигналів КД переходять поріг допустимих 1%. Знизу його динамічний діапазон виявляється обмеженим не

шумами квантування, а нелінійними спотвореннями. І з теоретичних 97,8 дБ залишається лише 50.

Але це ще не все! При перевантаженні КК нелінійні спотворення пропорційні квадрату рівня запису (при збільшенні рівня в два рази коефіцієнт гармонік зростає всього в чотири рази), тому їхня короткочасна поява на піках сигналу непомітно на слух. У КД при перевищенні номінального вхідного рівня аналого-цифрового перетворювача (АЦП) всього на 2...3 дБ нелінійні спотворення зростають у тисяч і разів, тому в реальній апаратурі цифрового запису за номінальний рівень приймають на 12... 15 дБ (т. е. на пік-фактор реального музичного сигналу) менше граничного вхідного для АЦП. У результаті вихідних 97,8 дБ залишається лише 35.. .37 дБ реальних, що у 20 дБ менше, ніж в КК.

Ось чому, незважаючи на суб'єктивну відсутність "шипа", багато фонограм, відтворювані з КД, призводять до швидкої стомлюваності і мають помітно гіршу "глибину стереопано-рами", ніж та ж фонограма, що відтворюється з аналогової вінілової грамплатівки або якісної КК. До речі, сучасні грампластинки, виконані за технологією Direct Metal Mastering, забезпечують динамічний діапазон 60...65 дБ та високо цінуються аудіофілами.

Не можна не згадати і ще про два "наїзди" на К К - з боку фірм-розробників цифрової компакт-касети DCC та міні-диску MD. З моменту появи DCC (1989) і MD (1993) фірма Philips -розробник DCC - намагалася переконати аудіофілів, що саме DCC через 1-2 роки повністю витіснить КК. З аналогічною заявою, але вже щодо MD, виступала і Sony – розробник MD. Але... час минав, а КК досі є основним побутовим носієм аудіопрограм із можливістю запису. Більше того, якщо спочатку формат DCC був підтриманий світовим гігантом Matsushita і рядом інших відомих фірм, то сьогодні DCC виробляє тільки Philips, та й лише кілька моделей (на тлі десятків моделей КК).

Фірма Sony, також пригнічена суб'єктивною оцінкою якості звучання, проведеної німецьким журналом "Audio", в результаті якої MD розташувався на останньому місці з 45 балами зі 100 після програвача компакт-дисків (85 балів) і касетного магнітофона ( 85 балів) і 3-4-і місця програвача вінілових грамплатівок (80 балів) і DCC-магнітофона (80 балів), що посіли 3-4 місця, почала гарячково вдосконалювати систему стиснення цифрових аудіоданих, в результаті чого за 4 роки було народжено чотири (!) версії алгоритму стиснення ATRAC 1 -ATRAC 4, причому попередні не сумісні з усіма наступними (тобто "старі" MD-плеєри не здатні відтворювати "нові" записи).

Тут саме час згадати, що в DCC і MD застосовано, як і в КД, 16-розрядне квантування за рівнем, але для зниження потоку даних, що записуються на носій даних використано цифрове стиск за алгоритмами відповідно PASC (Precision Adaptive Subband Coding) і ATRAC (Adaptive TRansforrn Acoustic Coding), що зменшують потік цифрових даних з 2 Мбіт/с до 384 кбіт/с та 300 до біт/с, тобто і DCC, і М D принципово менш точно відтворюють звук, ніж КД.

Прогноз - справа невдячна, але заради справедливості давайте згадаємо долю ще одного (теоретично перевершує за якістю КД) формату R-DAT якому в момент його появи в 1987 р. також пророкували місце спадкоємця К. Показовий у цьому сенсі досить точний прогноз автора цих рядків , опублікований у . У той час, як практично вся зарубіжна та вітчизняна преса писала про те, що до 1991 р. R-DAT повністю замінить КК, це була, мабуть, єдина публікація, в якій R-DAT відводилося скромне місце хіба що напівпрофесійних студіях звукозапису.

Насамкінець, користуючись нагодою, висловлюю глибоку вдячність усім кореспондентам і шанувальникам, чия моральна, інформаційна та матеріальна підтримка уможливила розробку багатьох моїх конструкцій.

* Див. також статтю С. Агєєва "Чи повинен УМЗЧ мати низький вихідний опір?" у "Радіо", 1ЕЕ7, № 4, с. 14-16. - Пряміть. ред.

ЛІТЕРАТУРА

1. Сухов Н. УМЗЧ високої вірності. – Радіо, 1 Е8Е, № 6, с. 55-57; №7, с. 57-61.

2. Сухов Н. Що таке R-DAT. Радіо щогодник. - М.: ДТСААФ, 1Е8Е, с. 1 65-176.

Розділ: [Підсилювачі потужності низької частоти (лампові)]
Збережи статтю в:

Тясячі схем у категоріях:
-> Інше
-> Вимірювальна техніка
-> Прилади
-> Схеми електрообладнання
->
-> Теоретичні матеріали
-> Довідкові матеріали
-> Пристрої на мікроконтролерах
-> Зарядні пристрої (для батарей)
-> Зарядні пристрої (для авто)
-> Перетворювачі напруги (інвертори)
-> Все для кулера (Вентилятора)
-> Радіомікрофони, жучки
-> Металошукачі
-> Регулятори потужності
-> Охорона (Сигналізація)
-> Управління освітленням
-> Таймери (вологість, тиск)
-> Трансівери та радіостанції
-> Конструкції для дому
-> Конструкції простої складності
-> Конкурс на найкращу конструкцію на мікроконтролерах
->

Вихідні каскади на базі "двійок"

Як джерело сигналу будемо використовувати генератор змінного струму з вихідним опором, що перебудовується (від 100 Ом до 10,1 кОм) з кроком 2 кОм (рис. 3). Таким чином, при випробуваннях ВК при максимальному вихідному опорі генератора (10,1 кОм) ми в якійсь мірі наблизим режим роботи випробуваних ВК до схеми з розімкнутою ООС, а в іншому (100 Ом) - до схеми із замкнутою ООС.

Основні типи складових біполярних транзисторів показані на рис. 4. Найчастіше в ВК використовується зі ставною транзистор Дарлінгтона (рис. 4 а) на базі двох транзисторів однієї провідності ("двійка" Дарлінгтона), рідше - складовий транзистор Шиклаї (рис. 4б) з двох транзисторів різної провідності з струмової негативної ОС, і ще рідше - складовий транзистор Брайстона (Bryston, рис. 4 в).
"Алмазний" транзистор - різновид складеного транзистора Шиклаї - показаний на рис. 4 р. На відміну транзистора Шиклаи, у цьому транзисторі завдяки " струмовому дзеркалу " струм колекторів обох транзисторів VT 2 і VT 3 майже однаковий. Іноді транзистор Шиклаї використовують із коефіцієнтом передачі більше 1 (рис. 4 д). І тут K П =1+ R 2/ R 1. Аналогічні схеми можна отримати і польових транзисторах (ПТ).

1.1. Вихідні каскади з урахуванням " двійок " . " Двійка " - це двотактний вихідний каскад з транзисторами, включеними за схемою Дарлінгтона, Шиклаї чи його комбінації (квазікомлементарний каскад, Bryston та інших.). Типовий двотактний вихідний каскад на " двійці " Дарлінгтона показаний на рис. 5. Якщо емітерні резистори R3, R4 (рис. 10) вхідних транзисторів VT 1, VT 2 підключити до протилежних шин живлення, то ці транзистори працюватимуть без відсікання струму, тобто в режимі класу А.

Подивимося, що дасть спарювання вихідних транзисторів для двійки "Дарлінгт" (рис. 13).

На рис. 15 наведена схема ВК, використана в одному з професійних підсилювачів.

Менш популярна у ВК схема Шиклаї (рис. 18). Спочатку розвитку схемотехніки транзисторних УМЗЧ були популярні квазікомплементарні вихідні каскади, коли верхнє плече виконувалося за схемою Дарлінгтона, а нижнє - за схемою Шиклаї. Однак у початковій версії вхідний опір плечів ВК несиметричний, що призводить до додаткових спотворень. Модифікований варіант такого ВК з діодом Баксандалла, як використаний базо - емітерний перехід транзистора VT 3, показаний на рис. 20.

Крім розглянутих "двійок", є модифікація ВК Bryston, в якій вхідні транзистори емітерним струмом керують транзисторами однієї провідності, а колекторним струмом - транзисторами іншої провідності (рис. 22). Аналогічний каскад може бути реалізований і на польових транзисторах, наприклад Lateral MOSFET (рис. 24) .

Гібридний вихідний каскад за схемою Шиклаї з польовими транзисторами як вихідні показано на рис. 28 . Розглянемо схему паралельного підсилювача на польових транзисторах (рис. 30).

Як ефективний спосіб підвищення та стабілізації вхідного опору "двійки" пропонується використовувати на її вході буфер, наприклад, емітерний повторювач з генератором струму в ланцюзі емітера (рис. 32).

З розглянутих "двійок" найгіршим по девіації фази та смузі пропускання виявився ВК Шиклаї. Подивимося, що може дати такого каскаду застосування буфера. Якщо замість одного буфера використовувати два на транзисторах різної провідності, включених паралельно (рис. 35), то можна очікувати подальшого поліпшення параметрів та підвищення вхідного опору. З усіх розглянутих двокаскадних схем найкраще за нелінійними спотвореннями показала себе схема Шиклаї з польовими транзисторами. Подивимося, що дасть встановлення паралельного буфера на її вході (рис. 37).

Параметри досліджених вихідних каскадів зведено у табл. 1 .

Аналіз таблиці дозволяє зробити такі висновки:
- будь-який ВК з "двійок" на БТ як навантаження УН погано підходить для роботи в УМЗЧ високої вірності;
- характеристики ВК з ПТ на виході мало залежать від опору джерела сигналу;
- буферний каскад на вході будь-якої з "двійок" на БТ підвищує вхідний опір, знижує індуктивну складову виходу, розширює смугу пропускання та робить параметри незалежними від вихідного опору джерела сигналу;
- ВК Шиклаї з ПТ на виході та паралельним буфером на вході (рис. 37) має найвищі характеристики (мінімальні спотворення, максимальну смугу пропускання, нульову девіацію фази у звуковому діапазоні).

Вихідні каскади на базі "трійок"

У високоякісних УМЗЧ частіше використовуються трикаскадні структури: "трійки" Дарлінгтона, Шиклаї з вихідними транзисторами Дарлінг тону, Шиклаї з вихідними транзисторами Bryston та інші комбінації. Одним з найпопулярніших вихідних каскадів в даний час є ВК на базі складового транзистора Дарлінгтона з трьох транзисторів (рис. 39). На рис. 41 показаний ВК з розгалуженням каскадів: вхідні повторювачі одночасно працюють на два каскади, які, у свою чергу, також працюють на два каскади кожен, а третій ступінь включений на загальний вихід. В результаті, на виході такого ВК працюють чотиривірні транзистори.

Схема ВК, в якій як вихідні транзистори використані складові транзистори Дарлінгтона, зображена на рис. 43. Параметри ВК на рис.43 можна значно поліпшити, якщо включити з його вході добре зарекомендував себе з " двійками " паралельний буферний каскад (рис. 44).

Варіант ВК Шиклаї за схемою на рис. 4 г із застосуванням складених транзисторів Bryston показаний на рис. 46 . На рис. 48 показаний варіант т ВК на транзисторах Шиклаї (рис.4 д) з коефіцієнтом передачі близько 5, в якому вхідні транзистори працюють у класі А (ланцюги термостабілізації не показані).

На рис. 51 показаний ВК структурою попередньої схеми тільки з одиничним коефіцієнтом передачі. Огляд буде неповним, а то й зупинитися на схемі вихідного каскаду з корекцією нелінійності Хауксфорда (Hawksford), наведеної на рис. 53 . Транзистори VT 5 та VT 6 - складові транзистори Дарлінгтона.

Замінимо вихідні транзистори на польові транзистори типу Lateral (рис. 57

За підвищення надійності підсилювачів за рахунок виключення наскрізних струмів, які особливо небезпечні при кліпуванні високочастотних сигналів, сприяють схеми антинасичення вихідних транзисторів. Варіанти таких рішень показано на рис. 58. Через верхні діоди відбувається скидання зайвого струму бази в колектор транзистора при наближенні до напруги насичення. На напругу насичення потужних транзисторів зазвичай знаходиться в межах 0,5...1,5, що приблизно збігається з падінням напруги на базо-емітерному переході. У першому варіанті (рис. 58 а) за рахунок додаткового діода в ланцюгу бази напруга еміте р - колектор не доходить до напруги насичення приблизно на 0,6 (падіння напруги на діоді). Друга схема (рис. 58б) вимагає підбору резисторів R 1 і R 2. Нижні діоди у схемах призначені для швидкого вимикання транзисторів при імпульсних сигналах. Аналогічні рішення застосовують і у силових ключах.

Часто для підвищення якості в УМЗЧ роблять роздільне харчування, підвищене, на 10...15 В для вхідного каскаду та підсилювача на напруги і знижене для вихідного каскаду. У цьому випадку, щоб уникнути виходу з ладу вихідних транзисторів і зниження навантаження передвихідних, необхідно використовувати захисні діоди. Розглянемо цей варіант з прикладу модифікації схеми на рис. 39. У разі підвищення вхідної напруги вище напруги живлення вихідних транзисторів відкриваються додаткові діоди VD 1, VD 2 (рис. 59), і зайвий струм бази транзисторів VT 1, VT 2 скидається на шини живлення кінцевих транзисторів. При цьому не допускається підвищення вхідного напруги вище рівнів живлення для вихідного ступеня ВК і знижується струм колектора транзисторів VT 1, VT 2.

Схеми усунення

Раніше з метою спрощення замість схеми зміщення в УМЗЧ використовувалося окреме джерело напруги. Багато з розглянутих схем, зокрема, вихідні каскади з паралельним повторювачем на вході, не потребують схем зсуву, що є їх додатковою перевагою. Тепер розглянемо типові схеми зміщення, які представлені на рис. 60 , 61 .

Генератори стабільного струму У сучасних УМЗЧ широко використовується ряд типових схем: диференціальний каскад (ДК), відбивач струму ("струмове дзеркало"), схема зсуву рівня, каскод (з послідовним і паралельним харчуванням, останній також називають "ламаним каскодом"), генератор стабільного струму (ГСТ) та інших. Їх правильне застосування дозволяє значно підвищити технічні характеристики УМЗЧ. Оцінку параметрів основних схем ГСТ (рис. 62 – 6 6) зробимо за допомогою моделювання. Виходитимемо з того, що ГСТ є навантаженням УН і включений паралельно ВК. Досліджуємо його властивості за допомогою методики, аналогічної до досліджень ВК.

Відбивачі струму

Розглянуті схеми ГСТ - це варіант динамічного навантаження для однотактного УН. В УМЗЧ з одним диференціальним каскадом (ДК) для організації зустрічного динамічного навантаження в УН використовують структуру "струмового дзеркала" або, як його ще називають, "відбивача струму" (ВІД). Ця структура УМЗЧ була характерною для підсилювачів Холтона, Хафлера та ін. Основні схеми відбивачів струму наведено на рис. 67 . Вони можуть бути як з одиничним коефіцієнтом передачі (точніше, близьким до 1), так і з більшим або меншим одиниці (масштабні відбивачі струму). В підсилювачі напруги струм ВІД знаходиться в межах 3...20 мА: Тому випробуваємо всі ВІД при струмі, наприклад, близько 10 мА за схемою рис. 68.

Результати випробувань наведено в табл. 3 .

Як приклад реального підсилювача пропонується схема підсилювача потужності S. BOCK, опублікована в журналі Радіомир, 2011 №1, с. 5 – 7; №2, с. 5 - 7 Radiotechnika №№ 11, 12/06

Метою автора було побудова підсилювача потужності, придатного як озвучування " простору " під час передничних заходів, так дискотек. Звичайно, хотілося, щоб він уміщався в корпусі порівняно невеликих габаритів та легко транспортувався. Ще одна вимога до нього – доступність комплектуючих. Прагнучи досягти якості Hi-Fi, я вибрав комплементарно-симетричну схему вихідного каскаду. Максимальну вихідну потужність підсилювача було встановлено на рівні 300 Вт (на навантаженні 4 Ом). При такій потужності вихідна напруга становить приблизно 35 В. Отже для УМЗЧ необхідно двополярна напруга живлення в межах 2x60 В. Схема підсилювача наведена на рис. 1 . УМЗЧ має асиметричний вхід. Вхідний каскад утворюють два диференціальні підсилювачі.

А. ПЕТРОВ, Радіомір, 201 1 , №№ 4 - 12

Схема №1

Вибір класу підсилювача . Відразу попередимо радіоаматора – робити підсилювач класу A на транзисторах ми не будемо. Причина проста - як було сказано у вступі, транзистор посилює як корисний сигнал, а й подане нею зміщення. Простіше кажучи, посилює постійний струм. Струм цей разом із корисним сигналом потече по акустичній системі (АС), а динаміки, на жаль, вміють цей постійний струм відтворювати. Роблять вони це очевидним чином - виштовхнувши чи втягнувши дифузор з нормального становища в протиприродне.

Спробуйте притиснути пальцем дифузор динаміка - і ви переконаєтеся, в який жах перетвориться при цьому звук, що видається. Постійний струм по своїй дії успішно замінює ваші пальці, тому динамічній голівці він абсолютно протипоказаний. Відокремити ж постійний струм від змінного сигналу можна тільки двома засобами - трансформатором або конденсатором, - і обидва варіанти, що називається, один гірший за інший.

Принципова схема

Схему першого підсилювача, який ми зберемо, наведено на рис. 11.18.

Це підсилювач із зворотним зв'язком, вихідний каскад якого працює в режимі В. Єдина перевага цієї схеми - простота, а також однотипність вихідних транзисторів (не потрібні спеціальні комплементарні пари). Проте вона досить широко застосовується в підсилювачах невеликої потужності. Ще один плюс схеми - вона не вимагає ніякого налаштування, і при справних деталях запрацює одразу, а нам це зараз дуже важливо.

Розглянемо роботу цієї схеми. Сигнал, що посилюється, подається на базу транзистора VT1. Посилений цим транзистором сигнал резистора R4 подається на базу складеного транзистора VT2, VT4, а з нього - на резистор R5.

Транзистор VT3 включений у режимі емітерного повторювача. Він посилює позитивні напівхвилі сигналу на резистори R5 і подає їх через конденсатор C4 на АС.

Негативні напівхвилі посилює складовий транзистор VT2, VT4. При цьому падіння напруги на діоді VD1 закриває транзистор VT3. Сигнал з виходу підсилювача подається на дільник ланцюга зворотного зв'язку R3, R6, а з нього на емітер вхідного транзистора VT1. Таким чином, транзистор VT1 у нас і відіграє роль пристрою порівняння в ланцюзі зворотного зв'язку.

Постійний струм він посилює з коефіцієнтом посилення, рівним одиниці (опір конденсатора C постійному струму теоретично нескінченно), а корисний сигнал - з коефіцієнтом, рівним співвідношенню R6/R3.

Як бачимо, величина ємнісного опору конденсатора у цій формулі не враховується. Частота, починаючи з якої конденсатор при розрахунках можна знехтувати, називається частотою зрізу RC-ланцюжка. Цю частоту можна розрахувати за формулою

F = 1 / (R×C).

Для нашого прикладу вона буде близько 18 Гц, тобто нижчі частоти підсилювач буде посилювати гірше, ніж він міг би.

Плата . Підсилювач зібраний на платі з одностороннього склотекстоліту завтовшки 1.5 мм розмірами 45×32.5 мм. Розведення друкованої плати в дзеркальному зображенні та схему розташування деталей можна завантажити. Відео про роботу підсилювача у форматі MOV завантажити для перегляду можна. Хочу відразу попередити радіоаматора - звук, який відтворює підсилювач, записувався в ролику за допомогою вбудованого в фотоапарат мікрофона, так що говорити про якість звуку, на жаль, буде не зовсім доречно! Зовнішній вигляд підсилювача наведено на рис. 11.19.

Елементна база . При виготовленні підсилювача транзистори VT3, VT4 можна замінити будь-якими, розрахованими на напругу не менше напруги живлення підсилювача, та допустимим струмом не менше 2 А. На такий самий струм повинен бути розрахований і діод VD1.

Інші транзистори - будь-які з допустимою напругою не менше напруги живлення, і допустимим струмом не менше 100 мА. Резистори - будь-які з допустимою потужністю, що розсіюється, не менше 0.125 Вт, конденсатори - електролітичні, з ємністю, не менше зазначеної на схемі, і робочою напругою на менш напруги живлення підсилювача.

Радіатори для підсилювача . Перш ніж спробувати виготовити нашу другу конструкцію, давайте, шановний радіоаматор, зупинимося на радіаторах для підсилювача і наведемо дуже спрощену методику їх розрахунку.

По-перше, обчислюємо максимальну потужність підсилювача за формулою:

P = (U × U) / (8 × R), Вт,

де U- Напруга живлення підсилювача, В; R- Опір АС (зазвичай воно становить 4 або 8 Ом, хоча бувають і винятки).

По-друге, обчислюємо потужність, що розсіюється на колекторах транзисторів, за формулою:

P рас = 0,25 × P, Вт.

По-третє, обчислюємо площу радіатора, необхідну для відведення відповідної кількості тепла:

S = 20 × P рас, см 2

По-четверте, вибираємо або виготовляємо радіатор, площа поверхні якого буде не менш розрахованою.

Зазначений розрахунок носить вельми приблизний характер, але для аматорської практики його зазвичай буває достатньо. Для нашого підсилювача при напрузі живлення 12 В та опорі АС, що дорівнює 8 Ом, «правильним» радіатором була б алюмінієва пластина розмірами 2×3 см і товщиною не менше 5 мм для кожного транзистора. Майте на увазі, що тонша пластина погано передає тепло від транзистора до країв пластини. Хочеться відразу попередити - радіатори у решті підсилювачів теж повинні бути «нормальних» розмірів. Яких саме – порахуйте самі!

Якість звучання . Зібравши схему, ви виявите, що звук підсилювача не зовсім чистий.

Причина цього - «чистий» режим класу В у вихідному каскаді, характерні спотворення якого навіть зворотний зв'язок повністю компенсувати не здатна. Для експерименту спробуйте замінити у схемі транзистор VT1 на КТ3102ЕМ, а транзистор VT2 - на КТ3107Л. Ці транзистори мають значно більший коефіцієнт посилення, ніж КТ315Б та КТ361Б. І ви виявите, що звучання підсилювача значно покращилося, хоча все одно залишаться помітними деякі спотворення.

Причина цього також очевидна - більший коефіцієнт посилення підсилювача загалом забезпечує більшу точність роботи зворотний зв'язок, і більший її компенсуючий ефект.

Продовження читайте

65 нанометрів – наступна мета зеленоградського заводу «Ангстрем-Т», яка коштуватиме 300-350 мільйонів євро. Заявку на отримання пільгового кредиту під модернізацію технологій виробництва підприємство вже подало до Зовнішекономбанку (ВЕБ), повідомили цього тижня «Відомості» з посиланням на голову ради директорів заводу Леоніда Реймана. Зараз "Ангстрем-Т" готується запустити лінію виробництва мікросхем із топологією 90нм. Виплати за минулим кредитом ВЕБу, на який вона купувалась, розпочнуться в середині 2017 року.

Пекін обвалив Уолл-стріт

Ключові американські індекси відзначили перші дні Нового року рекордним падінням, мільярдер Джордж Сорос вже попередив про те, що світ чекає на повторення кризи 2008 року.

Перший російський споживчий процесор Baikal-T1 ціною $60 запускають у масове виробництво

Компанія "Байкал Електронікс" на початку 2016 року обіцяє запустити у промислове виробництво російський процесор Baikal-T1 вартістю близько $60. Пристрої матимуть попит, якщо цей попит створить держава, кажуть учасники ринку.

МТС та Ericsson будуть разом розробляти та впроваджувати 5G у Росії

ПАТ "Мобільні ТелеСистеми" та компанія Ericsson уклали угоди про співпрацю в галузі розробки та впровадження технології 5G у Росії. У пілотних проектах, зокрема під час ЧС-2018, МТС має намір протестувати розробки шведського вендора. На початку наступного року оператор розпочне діалог із Мінкомзв'язку з питань сформування технічних вимог до п'ятого покоління мобільного зв'язку.

Сергій Чемезов: Ростех уже входить до десятки найбільших машинобудівних корпорацій світу

Голова Ростеха Сергій Чемезов в інтерв'ю РБК відповів на гострі питання: про систему «Платон», проблеми та перспективи АВТОВАЗа, інтереси Держкорпорації у фармбізнесі, розповів про міжнародне співробітництво в умовах санкційного тиску, імпортозаміщення, реорганізації, стратегії розвитку та нових можливостях у складний час.

Ростех "загороджується" і робить замах на лаври Samsung і General Electric

Наглядова рада Ростеха затвердила "Стратегію розвитку до 2025 року". Основні завдання – збільшити частку високотехнологічної цивільної продукції та наздогнати General Electric та Samsung за ключовими фінансовими показниками.

Браузери